缓启动电路用于防止降低冲击电流对电路的影响。常见的方法有：串接电感、串接电阻、串接NTC电阻等，分别如图1、2、3所示。串联电感时，由于电感隔交通直的特性，使得电流缓慢上升，从而实现缓启动，但在大功率场合，会导致，一方面电感因必须保证具有足够的通流量，所以体积很大，另一方面，增大了负载的感性负载大小，可能引起驱动源无法驱动。使用串接电阻时，在启动初期，使用串阻进行限流，容性负载电压已充电至安全阈值后，再断开串阻，直接将电源加载在负载两端，这种方式会导致上电初期串阻上的功耗很大，且以热量的形式耗散，一方面浪费能源，另一方面，电阻的大小很大，功率很高，占用很大体积。使用NTC时，在上电出去NTC的阻值很大，故上电电流小，随着NTC温度的升高，其阻值逐渐降低，从而实现缓启动效果，但一方面NTC会持续发热，存在安全隐患，另一方面，NTC上会一直存在压降。故这三种方式均不适用与大电流场合。
图 1 电感缓启动电路
图 2 串阻缓启动电路
图 3 NTC缓启动电路
使用MOS管进行大电流缓启动电路设计是一种比较理想的方式。MOS管进行缓启动，主要基于两个特性：1、MOS管转移特性，即Id随着Vgs的增大而增大，如图4所示；2、MOS管的米勒电容效应。
对于增强型NMOS来说，Vgs>Vth时MOS管开始导通，随着Vgs的增大，Ids也随之增大，故若能控制Vgs的增加速率，就可以相应的控制Ids的上升速率。
图 4 NMOS管的转移特性曲线
对于所有的MOS管而言，其内部均存在寄生电容。以增强型NMOS管为例，其各极之间的寄生电容分别为Cds、Cgs、Cgd，如图5所示。NMOS的状态随Vgs逐渐增加而变化，如图6所示，当Vgs
Vds，Vgd>0，此时Vgs用于给Cgd进行反向充电，故在一段时间内（阶段3），Vgs无法继续上升，Vds下降速度变慢。这就是米勒效应。若我们可以控制Cgd的充电时间，即可控制Vds的下降快慢，从而实现缓启动。
图 5 增强型NMOS管的寄生电容
图 6 NMOS的输出状态随Vgs变化图
1. NMOS缓启动电路
MOS管缓启动电路应用于电路的位置与MOS管防反接电路相似，即增强型NMOS应用于电路负极，增强型PMOS应用于电路正极。
NMOS缓启动电路的典型设计如图7所示，其中Cgd’>>Cgd，，用于替换Cgd，以改变NMOS导通期间产生的米勒效应，由于Cgd’相对Cgd很大，基于i=C*dV/dt的原理，故可以实现NMOS导通时间的可控，如图8所示。而Rgd则为了防止Cgd’充电时瞬间电流过大。
由于在电源突加的瞬间，电容Cgd’基本上短路，故若无Dg和Cch，则上电的瞬间Vgs>Vth，NMOS会存在瞬间的导通，为避免该情况，在增加Dg和Cch，在上电瞬间若Vgs>Vth，则Dg导通，开始给Cch充电，从而将Vgs嵌位在低电平，保证上电瞬间NMOS不导通。
图 7 NMOS缓启动电路典型设计
图 8 基于Cgd’的寄生电容计算
图7中各个参数的计算可以分为两部分，一部分是基于缓启时间的计算，另一部分是基于冲击电流防护的计算。
1.1. 基于缓启时间的参数计算
基于如图9所示电路进行缓启时间的计算，可推出Cgd’，Rg和Rgd的参数要求。
图 9 dv/dt控制电路原理图
该部分设计分为6步：
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计算缓起时间
负载电容为Cload，电源电压为Vdd，允许最大冲击电流为Iinrush，则由I=Cdv/dt，可以得出：
dt=Cload*Vdd/Iinrush
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计算栅极阈值电压
设NMOS的导通阈值电压为Vth，导通时的导纳为gfs(max)，则考虑到阈值电压与导纳的作用，存在关系：
Vplt=Vth+Iinrush/gfs(max)
导纳gfs(max)可以在NMOS的手册中查到，如图10所示。
图 10 NMOS手册中的导纳gfs
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选择Cgd’
选择Cgd’时应该保证：Cgd’>>Cgs+Cgd，VDD*Cgs/(Cgs+Cgd’)
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栅极电流计算
设栅极电流为Igd，NMOS的D、S两极之间的电压为VDS，则存在以下关系：
Igd=Cgd’*dVDS/dt
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计算串阻RG阻值
基于栅极电流的计算，以及栅极阈值电压，可以得出：VGG=Vplt+Igd*RG
即：RG=(VGG-Vplt)/Igd
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1.2. 基于冲击电流防护的参数计算
在NMOS的导通瞬间，由于寄生电容的影响，会导致上电瞬间NMOS存在瞬时导通，原因在于，导通瞬间，寄生电容瞬间充电，Zgd=1/jωCgd，Zgs=1/jωCgs，通过阻抗分压：
VGS=VDD
Zgs/(Zgs+Zgd)=VDD
Cgd/(Cgd+Cgs)
设Cgd=200pF，Cgs=2000pF，VDD=100V，Vth=4V，则上电瞬间VGS=100
200/(200+2000)=9.1V，即VGS>Vth，NMOS导通。
当NMOS的G、D两端并接Cgd’时，上电瞬间VGS的电压变为：
VGS’=VDD
Cgd’/(Cgd’+Cgs)
由于Cgd’>>Cgd，会导致VGS’>Vgs，故上电瞬间NMOS会出现导通。
解决该问题的方法为，增加充电电容Cch，并接在栅极和源极之间，电阻Rch，控制Cch的充电曲线。如图7所示。
并接后，上电瞬间VGS’的电压变为：
VGS’=VDD
Cgd’/(Cgd’+Cch)
为了防止上电完成后Cch对NMOS的开关速率造成影响，增加二极管Dg进行单向隔离，二极管Dg的压降为VDG，故图7中：
VGS’= VDD
Cgd’/(Cgd’+Cch)+VDG
上电瞬间通过Cgd’的冲击电流为：io=VDD/RGD
故电流上电速率为：
iCgd’=iRgd=io
e^(-t/(RGD
Cgd’))
Cgd’与RGD引起的延时设为tdelay，需保证Rch和Cch产生的延时高于该延时。
tdelay=RGD
Cgd’
|In|iCgd’/io||=5.3
RGD
Cgd’
其中ICgd’为电容的反馈电流，要求为io的0.5%
Rch和Cch产生的延时满足：
Rch*Cch>=tdelay/|In|1-(Vplt-Vch-VDG)/VDD||
总结起来，分为3个步骤：
